Rumore di fondo dell'ADC Phase 26 della TerraTec dopo le modifiche necessarie
Autore: Werner Ogiers
Nella prima parte di questa serie di articoli abbiamo dato uno sguardo al rumore generato all'usicita di un certo numero di regolatori di tensione economici e semplici da realizzare: la serie a chip singolo e quella shunt regulator (LM317/337 e TL431), quella con transistor a inseguitore di emettitore, e uno shunt a due transistor discreti. Le indagini sono state condotte registrando l'uscita accoppiata in AC del regolatore di tensione, tramite un amplificatore a basso rumore e un ADC collegato alla USB di un personal computer, ed eseguendo un'analisi spettrale dell'uscita al di sotto dei 20 kHz.
Forse ricorderete che i vincitori della competizione sono stati i circuiti utilizzanti i transistor. Il rumore di fondo dello shunt reg è pressocchè indistinguibile da quello del preamplificatore usato per la misurazione, e l'inseguitore di emettitore si comporta virtualmente allo stesso modo, sporcato solo da un leggero picco alla frequenza di 50Hz.
Quanto detto non è propriamente vero. Il picco alla frequenza di rete era il risultato dell'induzione diretta del trasformatore toroidale non schermato posizionato nelle vicinanze. Spostando il regolatore di tensione (anch'esso non schermato) qualche decimetro più distante ha portato il livello di rumore al pari dello shunt reg.
Un altro fattore che non avevo considerato negli articoli sul rumore era uno strano bump di rumore a 10kHz, generato dall'ADC/DAC Phase 26 della Terratec utilizzato. Ho apporfondito questo aspetto, e ho scoperto che si trattava di un banale quanto deprecabile errore di progettazione, realtivo a questo, che comunque rimane un buon componente. Ho pensato a qualcosa che più o meno rimedia all'errore, almeno per frequenze di campionamento al di sotto dei 48kHz; trovate una specie di resoconto in questo post su www.diyaudio.com.
L'andamento crescente del rumore sotto gli 80Hz è un altro aspetto caratteristico della TerraTec. Sono riuscito a limitare anche questo; date uno sguardo al grafico che segue. Potrebbe essere di notevole interesse, per le persone del marketing e quelle dello staff di "progettazione", sapere che il costo delle mie modifiche è pari al prezzo di due resistenze da 1/8W e un condensatore da 22uF (se lor signori mi stanno leggendo: potrei anche suggerirvi dove inserire i componenti, ma solo se me lo chiederete molto gentilmente).
Voglio concludere dicendo che questi problemi e le probabili cause sono state riportate dalla Terratec mesi fa, e da molte persone estranee all'azienda, e che quest'ultima nulla ha fatto per rimediare o scusarsi per quanto è accaduto. Spero di liberarmi della Terratec piuttosto in fretta, per poter acquistare un PC con una vera scheda audio, la Lynx L22, che sorprendentemente non costa molto in senso assoluto, o la FireFace 800 RME, che forse è sopravvalutata, ma che offre la connessione FireWire così cara agli utilizzatori dei laptop.
Ma ora basta con le chiacchiere, torniamo ai fatti ...
L'impedenza di uscita è la combinazione della resistenza e della reattanza che il regolatore, e eventuali condensatori e bypass ad esso collegati, presentano ai morsetti del circuito da alimentare, e a qualsiasi altro carico ad esso collegato. Si tratta dell'impedenza equivalente vista dal lato dell'alimentazione attraversata dalla corrente di carico quando su di esso si percorre la maglia costituita dal generatore di tensione di alimentazione, il circuito che costituisce il carico, la massa (tramite il carico), e nuovamente verso l'alimentazione.
Per quale motivo riteniamo sia importante? Come detto in precedenza, la corrente di carico I che attraversa il regolatore di impedenza Z, in accordo con la legge di Ohm provoca una differenza di potenziale U = Z x I. Nella maggior parte dei circuiti audio, la corrente di carico o dipende dal segnale stesso (come negli amplificatori), o è completamente sporca (come per i circuiti logici). In entrambi i casi, la tensione sulla impedenza di alimentazione rappresenta un termine d'errore, e dovrebbe essere il più possibile prossimo allo zero.
Perché tutto questo, allora? Il motivo è che i circuiti amplificatori presentano una reiezione all'alimentazione limitata, il che equivale a dire che non viene amplificato solo il segnale in ingresso, ma anche, pur se in misura minore, il segnale trasportato dai morsetti di alimentazione. Per cui l'uscita dell'amplificatore è data dalla somma nel campo complesso tra il segnale in ingresso e qualsiasi segnale arrivi ai morsetti dell'alimentazione.
Questo non rappresenta un grande problema quando ogni regolatore alimenta un singolo stadio di guadagno, ma chiaramente capite che il tutto si fa più ingarbugliato quando il regolatore serve allo stesso tempo un certo numero di amplificatori, canali, tipi di circuito, chips di DAC, e forse persino circuiti logici. I problemi che si innescano possono essere equiparati ad una sorta di diafonia, e dipendono dalla precisa natura delle cose, un fenomeno che comporta una notevole distorsione e di intermodulazione. Cerchiamo di evitare tutto ciò per cui ribadiamo: in linea generale abbiamo bisogno di un impedenza d'uscita bassa (per ottenere una tensione di errore bassa), con una buona linearità (per avere una bassa distorsione della tensione di errore), assolutamente non-risonante (cioè che enfatizzi determinate frequenze), e possibilmente anche puramente resistiva.
Non ho l'attrezzatura necessaria per misurare le impedenze di uscita, i paragrafi successivi sono interamente basati su simulazione di circuiti dei nostri quattro principali tipi di regolatore. Per la simulazione ho utilizzato il Catena SIMetrix, un programma tipo Spice. Di questo software è possibile reperire gratuitamente una versione demo decente su questo sito. Come sempre con le simulazioni, i modelli usati non sono la stessa cosa di quelli reali, per cui siamo nelle mani dei modelli esistenti sui semiconduttori. Inoltre, i componenti passivi durante le simulazioni tendono ad assumere caratteristiche "ideali". Quanto detto non comporta gravi conseguenze nel caso delle resistenze nel nostro caso particolare, ma i condensatori, in particolar modo quelli elettrolitici, spesso utilizzati nei regolatori di tensione, si comportano in maniera del tutto diversa. Ho aggiunto alla simulazione ideale del condensatore i valori di ESR (equivalent series resistance ossia resistenza equivalente in serie) che sono, se non proprio reali, almeno realistici. Non ho potuto fare lo stesso con le ESL (equivalent series inductance), i quanto i fornitori di condensatori non specificano i valori di ESL nei loro datasheets, e in ogni caso, l'induttanza parassita totale dipende fortemente dal layout della scheda, per cui è impossibile stabilire qualcosa di significativo. Quindi, tenendo presente che l'induttanza del condensatore è stata ignorata completamente, e ci sono molti sospetti circa i modelli utilizzati per il regolatore e per il transistor, questo può comportare che il significato dei risultati ottenuti decresce per frequenze sopra i 100kHz, e non sono molto attendibili per frequenze superiori al 1MHz.
Ma quello che è venuto fuori è sufficiente per capire quanto meno la direzione in cui si va e per avere un'idea generale di quello che sta accadendo.
Lo schema precedente è quello della simulazione. Gran parte del circuito è riconducibile a quello dell'articolo sul rumore. la R4 modella la resistenza equivalente in serie (ESR) del condensatore di uscita C2, con un valore di circa 100mOhms comune per un condensatore di media impedenza di valore intorno ai 100uF, con una ESR maggiore per condensatori di capacità più bassa. La resistenza R3 costituisce il carico, su cui scorre una corrente di circa 12 mA proveniente dal regolatore.
I1 è un generatore di corrente che varia in funzione della frequenza, il quale forza uno sweep di 1 Ampere da 1Hz fino a 1MHz nella maglia del circuito. In tal modo siamo in grado di rilevare l'impedenza di alimentazione misurando semplicemente la componenete in AC della tensione ai terminali di alimentazione, come U=ZxI, con I=1. Quindi anche se riportano i "Volts", i grafici seguenti potrebbero essere letti tutti come "Ohm".
L'impedenza di uscita dello LM317, anche in DC, dipende fortemente dalla corrente di carico, con un calo dell'impedenza all'aumentare del carico. Non si tratta di una novità, ed è il motivo per cui si raccomanda sempre di assicurarsi che il regolatore eroghi almeno 10mA, meglio se 30mA, indipendentemente da quanto richiesto dal carico. Per valori superiori a 100mA l'impedenza si abbassa oltre i 30mOhm, diventando induttiva sopra i 400Hz. Questo è tipico per un circuito posto su un ramo di retroazione, che fa uso di un amplificatore di errore che non presenta un alto guadagno e una elevata larghezza di banda.
Tutti i grafici che seguono sono stati realizzati con una corrente di carico di 10mA.
Così come quanto appena detto migliora sensibilmente le prestazioni sul rumore, allo stesso modo effettuando il bypass del terminale di regolazione con il condensatore C1 apporta benefici apprezzabili all'impedenza, almeno negli intervalli a bassa frequenza. Il comportamento induttivo (cioè l'aumentare del valore dell'impedenza) sopra i 400Hz non viene eliminato. Negli esempi che seguono è stato utilizzato un condensatore pari a C1=220uF.
Aggiungendo un condensatore in uscita, C2, in sostanza si effettua il bypass del regolatore ad altissime frequenze. Poiché lo LM317 è un componente induttivo a queste frequenze, si ottiene un circuito risonante per cui è necessario uno smorzamento che può essere ottenuto con un condensatore ESR di valore non molto basso: è buona norma far seguire allo LM317 un condensatore di capacità relativamente elevata, mentre l'uso di un condensatore con bassa Z non è consigliabile!
Quanto peggiori nel particolare è spiegato sopra. L'ipotetico condensatore da 220uF/10mOhms è la causa di un pronunciato picco di risonanza a 5kHz. Il caso di condensatore a 1000mOhms non crea nessuna risonanza, ma non migliora in nessun modo le cose.
Fino ad ora ci siamo concentrati sull'ampiezza dell'impedenza di uscita. I precedenti grafici ci danno l'ampiezza nei casi tipici, insieme alla fase elettrica dell'impedenza. Anche se l'osservazione è confinata nell'intervallo tra 20Hz-20kHz la fase varia di oltre 80 gradi, il che è indice di elevata reattanza dei terminali.
Un altro aspetto interessante è l'importanza del layout della scheda sulle prestazioni del regolatore. Indagheremo a fondo soltanto per il caso dello LM317, ma quello che segue resta valido, mutatis mutandum, per quasi tutti gli altri regolatori.
Consideriamo le due seguenti topologie di circuito. È da precisare che sono stati sostituiti i collegamenti a terra con due resistenze da un 1 Ohm ciascuna. Si tratta di un'esagerazione, ma ci aiuterà a visualizzare le differenze di prestazioni tra i due tipi di circuito.
Il circuito a sinistra presenta il regolatore e la rete di configurazione separati dal carico da un collegamento di tipo "to-wire and from-wire". Appare ovvio che la corrente di carico attraversa entrambi i percorsi, creando cali di tensione. Ora, il circuito è quel che è, il collegamento a massa della rete di adattamento dello LM317 non "vede" il potenziale di terra del carico in nessun modo, piuttosto, esso vede la massa inquinata dal calo di tensione della corrente di carico attraverso il cavo di massa.
Il circuito corretto presenta una doppia connessione a massa: quella in basso trasporta la corrente di carico di ritorno, quella in alto non trasporta (quasi) corrente, ma collega la rete di di adattamento dello LM317 alla massa vera e propria.
Il grafico dell'impedenza è rivelatore: lo schema errato rende impossibile al regolatore compensare l'impedenza dei cablaggi a massa, che quindi va ad aggiungersi all'impedenza del regolatore. Lo schema di collegamento corretto compensa l'impedenza del collegamento a massa, e presenta l'impedenza dello LM317 al carico. Come in effetti dovrebbe essere.
Quanti saranno gli alimentatori esterni delle aziende hifi progettati correttamente, che ne pensate?
È seccante, penso. E non soltanto nel nostro hobby ...
Un aneddoto di lavoro: un paio di settimane fa un progettista di ASIC qui alla F*llFactory è arrivato in laboratorio per descrivere un nuovo chip che abbiamo sviluppato per delicate applicazioni aerospaziali, inserendolo in un PCB progettato appositamente dal reparto di ingegneria. Dopo un po' di tempo è uscito fuori sconfortato: erano presenti decine di millivolt di ripple a 30kHz su tutti le linee di alimentazione regolate del chip. Provate a misurare i limiti di rumore del dispositivo in condizioni simili...
Ho cercato di capirci qualcosa: il dispositivo in prova riceveva gli impulsi da 100mA da una delle sue alimentazioni, con una frequenza di ripetizione di circa 5kHz. E fin qui tutto in ordine. La linea di alimentazione, insieme a tutte le altre, era controllata da un LM317 caricato con un condensatore ceramico di un 1uF, e una dozzina di condensatori da 100nF distribuiti attorno al chip principale. Con una capacità da 2uF a basso ESR non c'era da meravigliarsi che questo regolatore fosse portato ad oscillare. E l'attuale disegno del chip non faceva altro che peggiorare le cose. Sostituendo il condensatore ceramico con un grande, brutto ed economico elettrolitico da 100uF il problema è stato completamente risolto ottenendo un'alimentazione stabile e con un rumore relativamente basso.
Ho scritto una breve, ma piccata nota al reparto di ingegneria.
La morale di questa storia? Se vedete un LM317, o qualsiasi altro regolatore a tre piedini che svolga una funzione analoga, è possibile che qualcuno abbia già fatto un buon lavoro proprio per voi.
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Traduzione: Fabio Egizi